Projets:Lab:2011:SA-Scotty

Bold textAnalyseur de spectre et VNA 0-3GHz

Introduction

Plusieurs sympathisants de l'Electrolab ont porté de l'intérêt au projet de Scotty Sprowls visant à développer un analyseur de spectre modulaire. Ce projet, entièrement open source tant sur le plan hardware que software, a attiré l'attention du tout nouveau groupe d'intérêt "Radiofréquences" de l'association. Il a donc été décidé de construire un ou plusieurs de ces appareils essentiellement pour les raisons suivantes :

• Ajouter un équipement performant et maintenable au laboratoire
• Apprendre en faisant
• Apporter support et contributions à ce beau projet

En effet, après réalisation du premier exemplaire, la volonté est de poursuivre l'aventure en faisant évoluer le design, bien évidemment, toujours de manière libre.

Les informations étant pour le moins éparses sur le sujet (mais nombreuses), ces pages se veulent aussi à la fois un recueil et un point de repère pour toute personne ayant la volonté de se lancer dans l'aventure.

Descriptif

La description originale de Scotty Sprowls est visible, sur le web, à cette adresse : http://www.scottyspectrumanalyzer.com/

Démarré en janvier 2001, c'est bien entendu un projet qui a beaucoup évolué avec le temps. D'un analyseur de spectre relativement rudimentaire 0-1GHz dans ses premières versions, c'est devenu au fil de temps un bel appareil 0-3GHz, avec générateur de tracking intégré, et la fonction d'analyseur de réseaux vectoriel.

La raison de cette vigoureuse évolution du projet est une conception extrêmement modulaire dès les toutes premières versions. Aujourd'hui, il s'agit d'une vingtaine de circuits imprimés au fonctions très distinctes. Il a donc été facile aux divers contributeurs d'améliorer telle ou telle fonction en modifiant (voire en reconcevant) tel ou tel circuit.

Il faut noter ici que Scotty n'a jamais commercialisé aucune version de son design, pas même sous forme de kit de PCB ou de de composants. La description est donc bien uniquement une description au sens où les schémas, fichiers de routage, et descriptifs de mise au point de chaque carte constituant l'appareil sont disponibles et en libre accès.

Pour illustrer l'aspect très modulaire du "Scotty", on peut voir que différents niveaux de "finition" sont possibles :

• Basique : c'est un "noyau" permettant d'extension aux niveaux suivants. Il s'agit de l'analyseur de spectre fonctionnant en trois gammes : 0-1GHz, 1-2GHz, et 2-3GHz (voire plus haut si l'on utilise un mélange harmonique)

• Niveau 2 : Ajout du générateur de tracking (avec des fonctions plutôt plaisantes comme la possibilité d'introduire un offset de fréquence entre la fréquence générée et celle d'analyse). On peut, à ce stade, effectuer de l'analyse de réseaux scalaire (pas d'information de phase). Un outil logiciel permettant de faire de l'analyse de quartz est disponible.

• Niveau 3 : Ajout de la fonction d'analyse vectorielle de réseaux (VNA). Il s'agit d'ajouter l'information de phase à l'appareil niveau 2. Les possibilités sont gigantesques, et de nombreux outils logiciels permettent de faciliter la vie de tout électronicien (mesure d'impédance, analyse de filtres, mesure de composant, conversion de modèles série / parallèle, mesure de caractéristiques de lignes de transmission, analyse d'antenne...).

Bien entendu, l'appareil auquel nous nous intéressons est celui répondant à l'éventail de besoins le plus large. Toutes les considérations qui viennent ci-après concernent donc un appareil "niveau 3".

La dynamique de l'analyseur de spectre modulaire (MSA) dépend du filtre de résolution utilisé. Avec un filtre de 2kHz, la dynamique est de l'ordre de 100dB. En mode vectoriel, la mesure de phase est valide sur une dynamique de l'ordre de 90dB.

Specifications du MSA (version de base)

Système à double changement de fréquence. Première F.I. à 1013,3 MHz, seconde F.I. à 10.7 MHz.

Plage de fonctionnement : 10 KHz à 1 GHz, 1-2 GHz (Option filtre 2G), et 2-3 GHz

Résolution en fréquence < 6 Hz

Sensibilité -110 dBm

Dynamique supérieure à 85 dB, selon la résolution de la bande passante

Resolution d’amplitude 0.04 dB ou mieux

Resolution de bande passante selon le filtre adopté (l’auteur utilise des filtres 1 kHz, 4 kHz et 30 kHz)

Facteur de bruit <23 dB

Bruit de phase -91 dBc/Hz, @ 1 MHz, 10 KHz de la porteuse

Réjection de la fréquence image (dans la bande) meilleure que -100 dBc

Intermodulation (IMD) -60 dBc ou mieux

Puissance Max du signal HF d’entrée = +13 dBm; DC= 20 ma

Nombre de modules SLIM :11, et un filtre à cavités coaxiales

Coût $300 à $500, selon options. Bien inférieur avec une « boite à çà peut servir » bien remplie

Specifications du générateur de tracking MSA/TG

Fréquence de sortie < 1 Hz à 1000 MHz @ -11 dBm, +/- 1 dB (différence)

2000 MHz à 3000 MHz @ -14 dBm, +/- 2 dB (somme)

1000 MHz à 2000 MHz @ -20 dBm, +/- 2 dB (feedthru)

1000 MHz à 2000 MHz @ +9 dBm, +/- 1 dB (bypass option)

Nombre de modules SLIM 3 qui s’ajoutent au MSA « version de base »

Coût $85 à $100, selon options

Specifications de l’extension Analyseur Vectoriel (VNA), MSA/TG/VNA

Plage de fonctionnement identique à celle du MSA de base (0-1 GHz, 1-2 GHz, 2-3 GHz)

Plage dynamique instantanée plus grande que 70 dB

Résolution de phase : 0,1 degré ou mieux

Nombre de modules SLIM 2 qui s’ajoutent au MSA /TG

Coût $16 à $25, selon options

Architecture

Le schéma d'architecture présenté ci-dessous est celui d'un appareil "niveau 3", avec la fonction VNA.

Fonctionnement du MSA

Configuration commune à toutes les bandes (0-1, 1-2 et 2-3GHz)

Un double changement de fréquence est utilisé pour minimiser la génération de signaux parasites. Une FI finale de 10.7MHz est choisie pour pouvoir profiter des filtres standards disponibles dans le commerce. Le détecteur d'amplitude est un détecteur logarithmique ayant une dynamique de 100dB. Le signal qui en est issu est numérisé par un convertisseur 16 bits.

Il y a donc deux oscillateurs locaux (LO1 et LO2), pilotant les deux mélangeurs (Mixer 1 et Mixer 2). LO1 est un synthétiseur hybride (verrouillage de phase classique dont la référence est générée par une sythèse numérique directe -cartes PLO1 et DDS1-). LO2 dispose simplement d'un verrouillage de phase et génère une fréquence fixe de 1024MHz. Un oscillateur maître à 64MHz est utilisé comme référence.

Une carte de contrôle interface le MSA avec le port parallèle d'un PC.

Opération dans la bande 0-1GHz

La gamme de fréquence d'entrée du MSA est 0-1000MHz, et l'entrée est J2 de Mixer 1. L'oscillateur PLO1 balaye en fréquence entre 1013.3 et 2013.3MHz. Il est utilisé pour effectuer un changement de fréquence supradyne. La sortie de MIXER1 est sélectionnée à 1013.3MHz à l'aide d'un filtre à cavité coaxiale pour assurer la réjection d'image. Sa sortie est mélangée dans MIXER2 avec le signal issu de PLO2 à 1024MHz. La fréquence FI finale est donc de 10,7MHz.

Cette FI est amplifiée et filtrée en passant dans le filtre de résolution sélectionné par l'utilisateur.

L'amplitude du signal FI, image du signal d'entrée, est convertie en tension DC par un détecteur logarithmique intégré. Cette tension, homogène à une amplitude en dB, est numérisée par un convertisseur, puis la valeur sous forme digitale est transmise au PC via la carte de contrôle.

Opération dans la bande 2-3GHz

Les signaux dans la bande 2000-3000MHz sont appliqués à l'entrée de MIXER1. PLO1 balaye en fréquence entre 986.7MHz et 1986.7MHz. On utilise donc pour cette bande le produit de mélange infradyne de MIXER1. A la sortie de MIXER1, La fréquence à analyser est sélectionner à 1013.3MHz avec le même filtre à cavité coaxiale de manière à rejeter les fréquences images. Sa sortie est mélangée avec PLO2 à une fréquence fixe de 1024MHz afin de produire l'ultime fréquence FI à 10.7MHz.

    L'entrée de MIXER1 a des performances dégradées pour des fréquence
    supérieures à 1000MHz. Bien que système puisse fonctionner ainsi, de
    meilleurs résultats sont obtenus en inversant les ports IN et OUT de
    MIXER1. L'entrée du MSA devient J3, et la première FI sort sur J2.

Opération dans la bande 1-2GHz

Pour cette bande, la structure du MSA est modifiés pour ne plus avoir qu'un seul changement de fréquence.

PLO1 balaye en fréquence entre 1010.7MHz et 2010.7MHz. Ce signal d'OL est utilisé sur MIXER1 pour effectuer un mélange supradyne. La FI à 10.7MHs est directement issue de MIXER1, et est simplement passée dans un filtre passe-bas. Après amplification le signal traverse alors le filtre de résolution sélectionné.

    Là encore, comme pour la bande 2-3GHz, de meilleurs résultats sont obtenus
    en retournant les ports in et out de MIXER1.

    Le principe de ce simple changement de fréquence (simple hétérodyne) ne permet
    pas la réjection d'image effectuée pour les autres bandes avec le filtre à cavité
    coaxiale. Ceci signifie que MIXER1 va produire la même conversion à 10.7MHz pour
    les fréquences dans la bande 1021.4 à 2041.4MHz... Les signaux d'entrée peuvent
    donc être à la fois à 10.7MHz SOUS LO1, et 10.7MHz SUR LO1.

Analyse du système

Gain de conversion

Bilan des puissances :

• MIXER1 : -6.5dB
• Cavité coaxiale : -7dB
• MIXER2 : -6.5dB
• Ampli FI : +40dB
• Filtre de résolution : # -4dB pour bande passante de 2.2kHz.

Total : +16dB

Bien entendu, ce n'est qu'un ordre de grandeur... Les sources de dispersions sont nombreuses, en particulier au niveau des filtres homemade (filtre de résolution et cavité).

Sensibilité

Pour un analyseur de spectre, la sensibilité peut être définie comme étant la puissance minimale d'un signal CW à l'entrée de l'appareil permettant de le mesurer et de quantifier sa sa puissance. Ici, la sensibilité est essentiellement dépendante du détecteur logarithmique, mais le filtre de résolution joue aussi un rôle déterminant (voir paragraphe sur le niveau de bruit).

On considèrera ci-après que le filtre de résolution a une bande passante de 2.2kHz.

• Pour la mesure d'amplitude :

C'est le niveau de puissance à l'entrée qui cause une augmentation du niveau de bruit. Analog Devices spécifie le niveau de bruit de l'AD8306 comme étant -91dBV (28.18µV). Grâce au transformateur d'un rapport 1:4 sur l'entrée 50Ohms du module de détecteur logarithmique, la tension à ce point doit donc être de 7.045µV (-90dBm). Le gain du MSA étant de 16dB, cette puissance est obtenue pour un signal d'entrée à -106dBm.

• Pour la mesure de phase :

C'est la puissance d'entrée qui cause une déviation de plus de 2° de la sortie limitée du détecteur logarithmique. Analog Devices spécifie cette puissance pour l'AD8306 à -73dBV. C'est équivalent à -72dBm à l'entrée du module de détection log. En prenant en compte le gain de conversion de 16dB du MSA, on arrive donc à une puissance d'entrée minimale de -88dBm pour effectuer une mesure de phase.

Puissance d'entrée maximale

• Puissance maximale avant destruction : selon les spécifications du Mini-circuits pour le mélangeur d'entrée (AD-11X), il ne faut pas dépasser +17dBm (50mW).

• Puissance maximale avant dégradation des performances :
  • Mesure d'amplitude :+9dBV sur l'AD8306 selon les spécifications d'Analog Devices, et donc -6dBm / 50Ohms à l'entrée de l'analyseur.
  • Mesure de phase : +3dBV sur l'AD8306 selon les spécifications d'Analog Devices, et donc -18dBm / 50Ohms à l'entrée du MSA

Dynamique

La dynamique est la différence entre la puissance maximale et la puissance minimale acceptable à l'entrée du MSA.

• Mode analyseur de spectre : de -106dBm à -6dBm = 100dB
• mode VNA : de -88dBm à -16dBm = 70dB

     Les essais réels montrent des résultats bien meilleurs, notamment 
     pour la dynamique en mode VNA. Les opérations de calibration permettent
     de travailler bien au-delà des spécifications de l'AD8306.

Niveau de bruit

L'analyse préliminaire réalisée ci-dessus concernant les bilans de puissance prend pour hypothèse que le niveau de bruit de l'analyseur est déterminé par le niveau de bruit du détecteur logarithmique. Ce paragraphe décrit les raisons de cette hypothèse :

Citation de Scotty Sprowls :

"The Input Noise Floor of the MSA is determined by the self generated noise of all the circuits within the MSA. That is, it is assumed that there is no "real" signal entering the MSA to be measured by the Log Detector. This is a reality if the MSA is commanded to any frequency that does not create spurious signals. Spurs are explained near the end of this page. The devices, Mixer 1 and Mixer 2 do create noise, but their total level is below the physical noise floor of -174 dBm/sqrtHz (a 1 Hz bandwidth).

Therefore, the total noise created in the MSA is the combination of the two I.F. Amplifiers and the Log Detector. The first I.F. Amplifier has a noise figure of 3 dB and a gain of 20 dB. The broad-band noise generated by the first amplifier is = -174dBm +3dB(amp noise figure) +20dB(gain) = -151 dBm /sqrtHz. The second amplifier (20 dB gain) increases the noise to -131 dBm /sqrtHz. The total output noise is decreased by the bandwidth of the Final Xtal Filter, plus its loss. (Assume the bandwidth is 2.2 KHz, with -4 dB loss). The total noise at the input to the Log Det SLIM = -131 dBm /sqrtHz + 10logBW(2.2KHz) - 4dB(filter loss) = -131 +33.4 -4 = -101.6 dBm. This total noise value of -101.6 dBm is much lower than the input noise floor (-90 dBm) of the Log Detector. This means that the Log Detector is determining the noise floor and that previous assumption that the MSA Dynamic Range of 100 dB is valid.

If the 2.2 KHz Final Xtal Filter is replaced with a 15 KHz bandwidth filter, the noise floor will increase. The total noise at the input to the Log Det will be: Total noise = -174dBm +3dB(amp noise figure) +20dB +20dB +10logBW(15KHz) -4dB(filt loss) = -89.2 dBm. This total noise level is .8 dB greater than the -90 dBm noise floor of the Log Detector. Therefore, the circuitry in front of the Log Detector Module determines the MSA input noise floor, not the Log Detector. Using the MSA Gain figure of 16 dB, the minimum signal level at the input to the MSA is now -105.2 dBm. Therefore, the Dynamic Range of the MSA with the 15 KHz filter is 99.2 dB (-105.2 dBm to -6 dBm)."

Description technique des modules MSA

SLIM-CB-NV rev C Carte de Commande

SLIM-CB-NV, Carte de commande, taille C

Avec votre souris, effectuez un “clic droit” et sélectionnez “enregistrez la cible sous… » pour télécharger la version la plus récente:

a. SKSLIM-CB-NV.sch rev C, Schémas de la carte de commande SLIM, format ExpressPCB. b. b. PWB-CB-NV.pcb rev C, Dessin du PCB au format ExpressPCB. Utilisez ce tracé si vous souhaitez passer commande auprès de PCB Express, où pour repérer l’emplacement des composants sur la carte de commande SLIM. c. c. PLSLIM-CB-NV.txt rev C , Liste des composants de la carte de commande SLIM au format .txt. Ouvrir avec un tableur (Exel, LibreOffice etc).

La carte de commande SLIM-CB-NV est l’interface entre l’ordinateur et les autres cartes SLIM. Elle est constitué de 4 sections : les « Latch » -commutation-, la régulation/distribution de tensions d’alimentation, un convertisseur de tension et un filtre de bruit.

Revision C et dernières modifications en date depuis le 20-01-2009

La “Rev C” se limite à l’ajout des resistances R13 à R24, et des condensateurs C29 à C40. Ces résistances/capacités forment un filtre passe-bas quui améliore l’immunité au bruit provenant du port LPT de l’ordinateur. Ce qui a nécessité une modification du PCB. Cette modification peut être réalisée sur les anciennes cartes si jugé nécessaire, notamment is l’on constate des problèmes d’émission de commandes provenant de l’ordinateur. Part #: SLIM-CB-NV Rev C Schéma : SKSLIM-CB-NV Rev C, Sortie le 20-1-2009 Liste des composants : PLSLIM-CB-NV Rev C Le PCB a reçu l’immatriculation PWB-CB-NV Rev C.

schéma, SK-CB-NV rev C

Section commutation

La section Latch (commutation) utilise 4 buffers latches, dont les entrées sonc compatibles avec les niveaux TTL/CMOS et les sorties au CMOS. Les entrées recoivent les signaux provenant du port imprimante de l’ordinateur via un connecteur femelle DB-25. Les sorties latchées sont disponibles sur 5 rangées de broches de 9 pin chacunes. L’utilisation de broches HE10 n’est pas obligatoire, l’on peut, accesoirement, opter pour un câblage « direct ». Un cinquième connecteur (P5) est directement relié au connecteur LPT et peut être « lu » par l’ordinateur. Deux de ses contacts sont utilisés par le convertisseur Analogique/Numérique du SLIM (ndt : Ack et Wait), les deux autres, PE et Select, sont réservés pour un usage futur et non utilisés dans la version actuelle du projet. La “Rev B” ajoute une 2.2 K ohm en pull-up sur les broches de ce connecteur P5 pour compenser l’absence de ce meme pull-up sur les sorties de certains ordinateurs. Comme PE et Select ne sont pas utilisés, seules les lignes WAIT et ACK risquent d’avoir besoin de ces résistances (ndt : économie de bout de chandelle). Pour savoir si ces resistances sont nécessaires, mesurez avec un voltmètre la tension entre GND et les broches 10 à 13 de la sortie imprimante de l’ordinateur. La valeur mesurée doit être plus grande que +2V. Dans le cas contraire, les résistances sont nécessaires.

Les 4 CI de commutation sont activés par les données provenant du port parallèle de l’ordinateur. Les données aiguillées sur les sorties lorsque la ligne de commande « enable » est à l’état haut. Si « enable » est maintenu à l’état haut, les données en sortie sont le reflet de celle injectées en entrée. Lorsque la ligne « enable » est à l’état bas, les données sont bloquées. La carte de commande SLIM est un module générique qui s’intègre dans un plus grand ensemble de modules. C’est la raison pour laquelle les signaux portent également des noms génériques. Par exemple, le signal de données sortant de l’ordinateur est appelé D0. Il est bufferisé par les 4 latch, U1 à U4 Les noms changent à la sortie de chaque latch. Par exemple, P1D0, qui désigne le bit de données 0 du connecteur P1 (sortie de U1).

Une fois intégrée dans le montage général, des noms plus explicites sont assignés à chaque signal.

Section Alimentation,

La section Alimentation reçoit une tension nominal située entre +12 volts et +13.6 volts et génère une tension de +10 volts distribuée sur plusieurs connecteurs à deux broches servant à alimenter les différents modules SLIMs. Le courant max autorisé est de 1 amp. D1 est une diode de protection. Si l’entrée de l’alimentation est court-circuitée en cours d’utilisation, D2 protègera U5 contre toute destruction. FB1 et FB2 font peut de chose en terme de filtrage. Ils sont ici surtout pour servir de fusible en cas d’inversion de polarité. U5 (note du traducteur : si l’on utilise le pcb “Scotty” et non celui de bg6khc) est monté coté “cuivre”, sous le PCB, afin d’utiliser le boitier métallique de l’analyseur en guise de radiateur. Depuis la “Rev B”, il est possible d’utiliser une tension d’entrée de +12v à +15v. Toutefois, une tension d’alimentation supérieure, pouvant aller jusqu’à +20 Volts est envisageable, a condition d’utiliser impérativement le circuits intégré de conversion CC/CC prévu à l’origine (TC7662B, voir feuille N° 4).

Depuis la “Rev B”, un connecteur P25 a été ajouté pour fournir une tension directe au convertisseur de tension (voir schéma feuille 4). Cette option accroit la tension de sortie initialement de 20 volt à environ 26 volts. Cette modification est optionnelle, et les possesseurs d’anciennes carte SLIM ne sont pas obligés de modifier leur montage. La “Rev B” utilise désormais des capas10 uF/35v non polarisées (céramiques) en lieu et place des condensateurs chimiques prévus d’origine. Cette modification est optionnelle mais recommandée pour toute fabrication nouvelle.

Section convertisseur de tension

Rev B : La section Convertisseur de tension contient… un convertisseur de tension (sic). La version précédente du MSA en comportait 2, mais il est apparu qu’un seul circuit fournissait la tension nécessaire à la fois pour le MSA et le générateur de tracking. Le convertisseur de tension est entièrement entouré d’une piste de mise à la masse. Un blindage périphérique et son couvercle peuvent être soudés et installés à cet endroit afin de bloquer toute émission de bruit. Cependant, après des séries de tests intensifs, il n’a pas été prouvé que cette partie rayonnait le moins du monde. Les connexions CC sont accessibles sous le PCB, via un connecteur 3 broches (ndt : version de pcb Scotty, ne concerne pas franchement la version bg6khc, sauf si l’on installe le blindage mentionné). Si l’on n’envisage pas d’utiliser cette section, il n’est pas nécessaire d’y installer les composants. Le SLIM MSA / Générateur de Tracking n’a pas besoin de -10 V. C18 et C19 peuvent être ommises. La “Rev B” donne je choix entre 5 options dans la section Convertisseur de tension.

1. Option 1, utiliser le LMC7660, avec une entrée en 10 v input. Sortie nominale de +19 volts. Le convertisseur reçoit une tension de +10 volts de la section Alimentation et la convertie en +19 et -10 V. Elle peut fournir 20 mA sur chaque sortie. Le MSA/TG (générateur de tracking) consommé un total de 7 mA sous+19 volts. Le -10 volts n’est pas utilisé, et C18 et C19 peuvent être omises. La sortie montre une légère ondulation résiduelle à la fréquence de travail du LMC7660 (8.5 KHz).

2. Option 2, Utiliser le TC7662 avec une tension d’entrée de 10 V. La tension nominale de sortie sera de +19V. Avec la broche 1 de U7 connectée à Vcc, l’ondulation résiduelle est à envionr 30 kHz. Aucune mesure précise n’a été faite, mais le niveau de bruit devrait être plus bas. A cette fréquence, il est possible que le montage rayonne un peu et nécessite l’installation du blindage.

3. Option 3, Utiliser le TC7662, avec une tension d’entrée de 10 v. La tension nominale de sortie sera de +19V. Avec la broche 1 de U7 déconnectée de Vcc (il faut couper la piste), la fréquence de l’ondulation résiduelle est à 10 kHz. Configuration non testée mais devant présenter les mêmes résultats que l’option 1.

4 Option 4, Utiliser le TC7662, avec une tension d’entrée de 13.6 v. La tension nominale de sortie sera de +26 volts. Avec la broche 1 de U7 connectée à Vcc, l’ondulation résiduelle est à environ 30 kHz. Aucune mesure précise n’a été faite, mais le niveau de bruit devrait être plus bas. A cette fréquence, il est possible que le montage rayonne un peu et nécessite l’installation du blindage.

5 Option 5, Utiliser TC7662, avec une tension d’entrée de 13.6 V. La tension nominale de sortie sera de +26 volts. Avec la broche 1 de U7 déconnectée de Vcc (il faut couper la piste), la fréquence de l’ondulation résiduelle est à 10 kHz. Configuration non testée mais devant présenter les mêmes résultats que l’option 1. Les variantes des options 2 à 4 peuvent être expérimentées dans cette configuration. Avec une tension d’au moins 21 volts, le MSA aura une plage de fréquence opérationnelle de 1200 MHz.

Modification le la carte SLIM-CB-NV-Rev A

Les anciennes cartes SLIM-CB-NV-Rev A utilisant le PCB PWB-CB-NV Rev 0, doivent être modifiées. En utilisant les schémas ci-dessus comme guide, les composants suivants doivent êre ajoutés : R6, C23, R7, C24, R8, C25. Le second convertisseur de tension doit être enlever pour faire un peu de place et pouvoir ajouter les resistances et condensateurs mentionnés (ce réseau de filtrager peut égalemnet être ajouté à l’extérieur de la carte). Cette modifictaion est nécessaire pour diminuer le bruit sur les deux lignes 10 V et la sortie 20.

Section filtre de bruit

Section Filtre de Bruit

Le filtre de bruit, (N) comprend un filtre céramique Murata d’une fréquence centrale de 10,7 MHz et d’une bande passante de 150 kHz. Le circuit intègre également un réseau de conversion d’impédance de 50 à 330 Ohms. La perte d’insertion est approximativement de -4.5 dB. Cette section est entièrement blidée pour l’isoler des bruits provenant de l’extérieur. Les connexions HF sont soudées coté « cuivre » (ndt : version de pcb Scotty. Peut également concerner la version bg6khc, si l’on installe le blindage mentionné et si l’on prévoie des entretoises d’élévation de la platine Alimentation/filtre/convertisseur de tension assez hautes pour laisser la place à une paire de connecteurs SMA coudés. Attention à la hauteur « hors tout » de l’ensemble, le pcb de bg6khc étant prévu pour recevoir un radiateur assez imposant pour U5. Il serait plus sage de prévoir un blindage laissant passer le filetage de prises SMA droites). Si le filtre n’est pas jugé utile, cette section n’a pas a être montée et le blindage n’est pas nécessaire, et la partie du PCB qui lui est consacrée peut être coupée. Si laissé en l’état, seules les deux blindages latéraux extérieurs devront être soudés sur la face « composant » (supérieure) du pcb

Cette section « filtre » n’est pas utilisée ni requise pour le montage du SLIM MSA, avec ou sans le générateur de tracking ou l’extension Analyseur Vectoriel, et ne doit donc pas être peuplée de ses composants (ndt : après conversation avec Scotty, il semble que malgré tout ce filtre, qui appartient à la « genèse » du « poor man’s analyzer », soit utilisable. Il peut servir de « quatrième » filtre FI à condition d’en améliorer la pente, en optant pour un filtre à quarts miniature ou en cascadant deux filtres céramiques. Il est également possible de le dédier, tel que et sans modification, comme filtre FI en mode VNA –mode qui n’a absolument pas besoin d’une bande passante étroite ou d’un filtrage avec un Q élevé-. Il peut également servir de filtre « tout venant » durant les premiers essais et tests fonctionnels de l’appareil.)

Dessin du pcb et placement des composants pour la carte de commande SLIM

La carte de commande est destinée à être montée de telle manière que le connecteur parallèle dépasse de la paroi du boitier, par le truchement d’une découpe au format DB25 taille « D » avec ses deux écrous de fixation et de sécurisation du câble de raccordement.

Réalisation

Instructions de montage spéciales des SLIMs dans le MSA:

Les paragraphes suivants vont aborder les considérations et modifications que l’on doit apporter aux SLIM lors de leur intégration au sein d’une architecture MSA. Pour une description plus approfondie de chaque module, il vous suffit de cliquer sur le nom du module situé en début de paragraphe. Le lien renvoie vers une page dédiée à chaque module, avec son schémas, le dessin de son PCB, parfois même une photo de son circuit monté. Lors de l’intégration et de la construction de votre MSA, nous vous conseillons d’imprimer cette documentation. Créez-vous un dossier avec le diagramme général, le plan de disposition des modules, le schéma de câblage général ainsi que tous les schémas de chaque SLIL (les possesseurs de « tablet » et « pen computers » seront privilégiés). Ceci fait, je vous conseille d’annoter au feutre rouge chaque mise à jour de la documentation ou noter vos modifications réalisées en fonction des instructions « spéciales » qui vont suivre. De cette manière, vous constituerez un document que vous pourrez conserver et qui retracera l’historique de votre système, lequel sera fort utile lors de l’intégration de nouveaux modules ou de modifications de design dans le futur. Cette page Web elle aussi évoluera avec le temps et l’apparition de nouveaux projets. Ce document sera également indispensable pour que je (Scotty Sprowls, ndt) puisse vous aider en cas de problème de réglage ou de détection de panne. Lorsque l’on me pose une question, ma première réponse est invariablement « quelle est votre configuration de MSA ? » Or une image (celle de votre « cahier de montage » scanné) vaut un million de mots.

La Carte de Commande SLIM-CB-NV rev C

La SLIM-CB-NV a été conçue avec un filtre de bruit. Ce filtre n’est plus nécessaire dans les configurations de MSA actuelles (ndt mais peut servir de filtre pour le VNA ou, moyennant une modification –en cascadant deux filtres pour améliorer le facteur de qualité- comme « filtre très large bande d’essais » pour les premiers tests et certaines mesures n’exigeant aucune précision). Tous les composants de cette section peuvent être omis.

Dans la partie « convertisseur de tension », seul le +20 V est utilisé dans le MSA. LE -10 V n’est pas utilisé dans l’appareil. C’est pourquoi C18 et C19 peuvent ne pas être installées. Mais les laisser n’accroitra ni le niveau de bruit, ni la consommation du MSA.

Notez également que le régulateur U5 est monté « sous » le pcb (ndt sur les circuits PCB-Express de l’auteur uniquement. Ce n’est pas le cas pour les pcb de bg6khc venus sur Internet). Ce circuit doit être boulonné sur le coté du boitier principal qui servira de radiateur. Si la carte de commande n’es pas installée près d’une cloison du boitier, il est recommandé de fixer un radiateur sur la patte métallique de U5, dont la disssipation peut atteindre 3W. Lors de la réalisation du câblage des fils de commande, un signal commun (DATACLK) est utilisé pour commander jusqu’à 5 modules différents simultanément. Les fils DATACLK partant de la Carte de Commande vers les différents modules DOIVENT IMPERATIVEMENT être de longueur égale, câblés si possible « en étoile », afin d’éviter tout problème de désynchronisation. L’on serait tenté de câbler tous les modules en « daisy chain » (série), mais cette méthode a de fortes chances de provoquer des réflexions de signal qui à leur tour entraineront des envois de commandes fantômes multiple et perturberont le fonctionnement du MSA.

Mélangeur 1 SLIM-MXR-1 rev A

Note liminaire a l’attention des utilisateurs des PCB bg6khc

Les PCB conçus par Yanjun Ma bg6khc sont différenciés en SLIM_MIXER_1 et SLIM_MIXER_2. Attentions, ces deux PCB se ressemblent énormément et peuvent être aisément confondus. Tous deux peuvent accepter des atténuateurs en entrée J1 (port « L ») et en sortie J3 (port « R »). La seule différence notable est le tracé destiné au réseau diplexeur sur J2 (port « I »). L’on considèrera donc que deux PCB marqués SLIM_MIXER_1 seront utilisés pour les mélangeurs 1 et 3 et que ceux marquée SLIM_MIXER_2 seront utilisés pour les mélangeurs 2 et 4. Les modifications ci-après suggérées (adaptation d’impédance sur certains ports)

ATTENTION : L’entrée du MSA est couplée directement au premier mélangeur (Mixer 1). Les diodes du port « I » du mixer peuvent être détruites si l’on injecte un signal avec une composante continue ou si le niveau de HF est trop élevé. Il faut se souvenir de la règle : le signal d’entrée max ne doit pas être plus grand que celui appliqué sur le port « L » + 7 dBm (ndt : 7,5 dBm sur L, soit 14,5 dBm max). Pour éviter tout problème de surtension d’entrée, il est prudent d’insérer un atténuateur de 3 à 10 dB en entrée, qui de surcroît améliorera l’adaptation d’impédance en entrée de mélangeur et permettra de mesurer des signaux plus puissant. Mais cet ajout décalera d’autant la dynamique du MSA, décalage dont il faudra tenir compte lors des mesures.

Un atténuateur de 2,5 dB est installé sur le port « L » (J1) du mélangeur, pour améliorer la conversion et l’isolation port à port de l’ ADE-11X. L’O.L. (PLO 1) injecte un signal de 10 dBm qui, après passage dans cet atténuateur, se retrouve à 7,5 dBm sur l’entrée « L ».

Une fois le MSA testé et son fonctionnement vérifié, l’utilisateur peut s’étonner que le rapport Gain/Fréquence marque un changement abrupt pour tout ce qui se situe en dessous de 400 MHz. Cela est dû au filtre à cavité d’entrée qui crée une désadaptation du premier mélangeur aux fréquences autres que celles préconisées pour la première fréquence intermédiaire (à 1013 MHz). La fréquence effective est dépendante de la longueur de la liaison coaxiale entre le premier mélangeur (port R, prise J3) et le filtre à cavités. Ce changement brutal n’affecte pas la précision du MSA. Cette désadaptation peut être atténuée avec une légère modification (optionnelle) du module SLIM-MXR-1. Elle consiste à ajouter une capa de 1 pf et une résistance de 50 Ohms toutes deux en série, entre le port R et la masse. Voir la page des modifications du mixer 1 pour toute information de repérage des composants.

Bien que cela ne soit pas montré sur le schéma, un atténuateur peut être inséré sur l’entrée J2 pour que SLIM-MXR-1 présente une meilleure adaptation à 50 Ohms vis-à-vis des signaux extérieurs. R15 est remplacé par un atténuateur en Pi avec des valeurs de resistances présentant le facteur d’atténuation souhaité. Les résistances R11 (entrée du Pi, coté connecteur) et de sortie du Pi, R19 (coté mixer) ne sont pas montrées sur le schéma. Par exemple, un atténuateur 6 dB serait compose de R11=150 ohms, R15=37,4 ohms et R19=150 ohms. Le calcul d’un atténuateur peut être grandement simplifié en utilisant le logiciel gratuit AADE Filter Design proposé par AADE ([1])

Mélangeur 2 SLIM-MXR-2 rev B

Un atténuateur de 2,5 dB est installé sur le port « L » du mélangeur, pour améliorer la conversion et l’isolation port à port de l’ADE-11X. L’O.L. (PLO 2) injecte un signal de 10 dBm qui, après passage dans cet atténuateur, se retrouve à 7,5 dBm sur l’entrée « L ».

Aucune remarque particulière n’est à ajouter à ce propos.

Mélangeur 3 SLIM-MXR-3 rev A

Le troisième mélangeur (Mixer 3) n’est utilisé que si le Générateur de Tracking est intégré au MSA. Un atténuateur de 2,5 dB est installé sur le port « L » du mélangeur et un atténuateur de 14 dB est installé sur l’entrée du port « R », tous deux pour améliorer la conversion et l’isolation port à port de l’ ADE-11X. L’O.L. (PLO 3) injecte un signal de 10 dBm qui, après passage dans le premier atténuateur, se retrouve à 7,5 dBm sur l’entrée « L ». Le niveau de puissance appliqué sur le port « R » est de 10 dBm (provenant de PLO 2), que l’atténuateur ramène a -4 dBm.

A noter que l’entrée « R » du second mélangeur travaille à une fréquence de 1024 MHz. L’impédance de l’ADE-11X n’est pas exactement de 50 Ohms. L’adaptation du port « R » à l’atténuateur de 14 dB peut être nettement amélioré en ajoutant une capa de 2 ou 2,2 pf à la position C9 entre la sortie de l’ADE-11X, pin 3 et la masse. La modification est également possible sur les PCB de bg6khc.

Normalement, la sortie J2 de PLO3 est directement reliée à l’entrée J1 du troisième mélangeur (Mixer 3). Pour effectuer des mesures dans la bande 1-2 GHz, cette sortie peut être utilisée comme générateur de tracking à haut niveau (10 dBm). Pour ce faire, il est conseillé de prévoir une sortie de J2/PLO3 (avec une signalisation du genre « PLO 3 Out, 1-2 GHz, +10 dBm ») ainsi que de J1/Mixer 3 sur la face avant du MSA. En temps normal, lors des mesures 0/1 GHz, un pontage en coax reliera ces deux prises.

Mélangeur 4 SLIM-MXR-4 rev A

Le quatrième mélangeur n’est utilisé que lorsque le MSA avec générateur de tracking est « étendu » avec la fonction VNA.

Un atténuateur de 2,5 dB est installé sur le port « L » du mélangeur et un atténuateur de 14 dB est installé sur l’entrée du port « R », tous deux pour améliorer la conversion et l’isolation port à port de l’ ADE-11X. L’O.L. (PLO 1) injecte un signal de 10 dBm qui, après passage dans le premier atténuateur, se retrouve à 7,5 dBm sur l’entrée « L ». Le niveau de puissance appliqué sur le port « R » est de 10 dBm (provenant de PLO 3), que l’atténuateur ramène a -4 dBm.

Ressources

Description

Le "machin" : http://www.scottyspectrumanalyzer.com/

Manuels et usages : http://www.wetterlin.org/sam/

Appro des composants

• "kit" de pcb et boitiers de blindage réalisé par BG6KHC (Yanjun Ma) : http://www.qsl.net/bg6khc/my_version2.htm

-> Le 1/2/2011 : 45$ pour les 20 PCBS, 50$ pour les boîtiers alu usinés + 30$ de frais de port (les 20 boîtiers sont lourds).

• "kit" composants Mini-Circuits :

Mini-Circuits europe (UK) a sur demande un kit spécial "scotty" qui a pour référence KXMA-1+. Le tarif est fortement ristourné (après vérification sur le site web, c'est effectivement de la philanthropie de la part de Mini-Circuit).

->Le 18/11/2011 : 82€ + 20€ de frais de port = 102€.